Ev Yapımı 6 GHz Darbe Sıkıştırma Radarı

 (hforsten.com)
2 puan yazan GN⁺ 2024-04-05 | 2 yorum | WhatsApp'ta paylaş
  • Önceki ev yapımı FMCW radar deneyimine dayanarak, düşük maliyetli parçalar ve yüksek hızlı dijital sinyal işleme ile 6 GHz bandında bir darbe sıkıştırma radarı gerçekleştiren bir yapım günlüğü
  • Zynq 7020 FPGA, 250 MHz 12-bit ADC, 500 MHz 14-bit DAC ve zero-IF IQ alıcı-verici yapısını birleştirerek keyfi dalga biçimi iletimini ve darbe sıkıştırma işlemeyi destekliyor
  • Uygulama zorluğu ADC/DAC filtreleri, DDR3 yönlendirmesi, LVDS arayüzü, 1 Gbps Ethernet, saat senkronizasyonu, güç filtreleme, gönderme-alma anahtarlaması ve LO sızıntısı düzeltmesi gibi yüksek hızlı dijital ve RF kısıtları üzerinde yoğunlaşıyor
  • Gerçek ölçümlerde 150 MHz bant genişliğiyle yaklaşık 1 m menzil çözünürlüğü elde edilmiş; yol kenarındaki araçlar yaklaşık 400–450 m’ye kadar tespit edilmiş ve hesaplamalara göre 1 m² radar kesit alanına sahip bir hedef için azami tespit menzili yaklaşık 1 km seviyesinde
  • PCB üretimi ve montajı için 2 kart 330 USD’ye, elde lehimlenen Digikey parçaları 225 EUR’ya tamamlanmış; aynı fiyat aralığında ticari bir darbe sıkıştırma radarı ya da benzer RF bant genişliğine sahip SDR bulmanın zor olduğu değerlendiriliyor

FMCW yerine darbe sıkıştırma radarı yapılmasının nedeni

  • FMCW radar, gönderme ve alma antenleri ayrıldığında anahtarlama gerektirmez; alınan sinyali gönderilen sinyalle karıştırıp düşük frekansa indirebildiği için düşük hızlı ADC ile de uygulanması kolaydır
  • Büyük radarlar çoğunlukla darbeli radar kullanır
    • Tek bir anten hem gönderme hem alma için paylaşılabilir
    • Yüksek gönderim gücü kullanıldığında alıcının doyuma girmesi sorunu FMCW’ye kıyasla daha az endişe yaratır
    • Darbeler daha sık gönderilebildiği için hızlı hedeflerin hız ölçümünde azami belirsiz olmayan Doppler shift daha büyük olur
  • Buna karşılık darbeli radarın uygulama kısıtları çok daha fazladır
    • Gönderme-alma geçişi 1 µs sürerse 150 m mesafedeki bir hedefin yansıması kaçırılır
    • Tek anten paylaşıldığında asgari tespit mesafesi yüzlerce metre olabilir
    • Gönderim darbesinin tüm RF bant genişliği örneklenmek zorunda olduğundan yüzlerce MHz veya 1 GHz üzeri ADC gerekebilir
  • Hedef, doğrusal frekans taramasıyla sınırlı kalmayan, keyfi dalga biçimlerini destekleyen bir darbe sıkıştırma radarıdır
    • Bunun için yeterli örnekleme hızına sahip DAC ve ADC gerekir

Genel mimari ve sinyal işleme

  • Radar, SDR’ye benzer bir yapıya sahiptir; zaman bölüşümlü iki alıcı anteni ve bir gönderici bölümü bulunur
    • Gönderici bölüm, alıcı antenlerden biriyle paylaşılır
    • İkinci alıcı kanal yalnızca anahtar, LNA ve SMA konnektör eklemeyi gerektirdiği için ucuzdu; FMCW modu kullanma olasılığını da açık bıraktı
  • TX ve RX zero-IF yapısındadır
    • Performans açısından en iyi seçenek değildir, ancak en ucuz tercihtir
    • Mikser çıkışı istenen sinyalin yanı sıra LO sızıntısı ve imaj sinyali de içerir
    • zero-IF’de istenmeyen bileşenler sinyalle çakıştığından sabit filtrelerle kaldırılması zordur
  • Bazı ideal olmayan durumlar dijital düzeltmeyle azaltılabilir
    • DAC çıkışına ön bozulma uygulanarak mikserin ideal olmayan davranışı düzeltilip gönderim sinyali temiz hale getirilebilir
    • Alıcı çıkışı da yeterince hassas biçimde karakterize edilirse dijital düzeltme mümkündür
  • DAC complex IQ sinyali üretir; IQ mikseri bunu LO frekansına modüle ederek antenden gönderir
    • complex IQ, baseband’de hem pozitif hem negatif frekansları temsil eder
    • Gönderimden sonra T/R anahtarı alma konumuna geçirilir ve alıcı yansıyan sinyali örnekler
  • Hedef konumu, gönderilen sinyal ile alınan sinyal arasındaki korelasyon hesabı ile elde edilir
    • Gerçek uygulamada zaman alanında doğrudan konvolüsyon yerine FFT kullanılır
    • Hedefin bulunduğu zamanda alınan ve gönderilen sinyal arasındaki korelasyon büyür; hedef yoksa küçülür
  • Sidelobe’lar pencere fonksiyonuyla kontrol edilir
    • Referans darbeye pencere fonksiyonu çarpılırsa konvolüsyon çıktısındaki sidelobe’lar ayarlanabilir
    • Gönderim darbesine de pencere uygulanırsa sidelobe’lar daha da düşürülebilir
    • Dezavantajı mainlobe’un genişlemesi ve menzil çözünürlüğünün biraz kötüleşmesidir
  • Hız, birden çok darbe boyunca alınan sinyalin faz değişimi kullanılarak ölçülür
    • Darbe burst’ü gönderilip darbe boyutunda FFT hesaplandığında range-Doppler map üzerinde menzil ve hız ayrılır
    • Aynı menzildeki birden fazla nesne de hızları farklıysa ayırt edilebilir
    • Tek antenle açı bilgisi yoktur

ADC, DAC ve FPGA seçimi

  • ADC örnekleme hızı, alınabilecek azami RF bant genişliğini belirleyen temel parametredir
    • RF tarafının ve DAC’nin bant genişliğini artırmaktan ADC bant genişliğini sağlamak daha zordur
    • IQ örnekleme için en az 2 kanallı ADC gerekir
  • JESD204B arayüzlü ADC’ler üst seviye FPGA’ların yüksek hızlı seri alıcı-vericilerini gerektirdiğinden bütçeye uymadı; standart FPGA I/O’ya bağlanabilen en hızlı seçenek olarak LVDS kullanıldı
  • Seçilen ADC ADS4229
    • 2 kanal, LVDS, 250 MHz örnekleme hızı
    • Tekil fiyatı 58 EUR
    • 500 MHz 8-bit ADC de vardı; ancak 12-bit ADC’ye göre SNR’si 20 dB daha düşüktü ve örnekleme hızının 2 kat artması yalnızca 3 dB SNR geri kazandırdığı için elendi
  • Seçilen DAC DAC3174
    • 2 kanal, 14-bit, 500 MHz
    • Tekil fiyatı 33 EUR
    • Sistem bant genişliğini ADC sınırlasa da DAC bant genişliği payı filtrelemeyi kolaylaştırır
  • Yalnızca mikrodenetleyiciyle darbe üretim zamanlamasını, ADC/DAC veri yönetimini ve gönderme-alma geçiş kontrolünü yürütmek zor olduğundan FPGA gerekir
  • Seçilen FPGA Zynq 7020
    • dual-core ARM-A9 CPU ve FPGA fabric’i aynı pakette içerir
    • Çin’de 17 dolara bulunabiliyordu; Digikey fiyatı 173 dolardı
    • CPU, PC ile iletişim ve kontrol işlerini üstlenebilir
    • Linux çalıştırmak için SD kart da eklendi; ancak ilk yazılım işletim sistemi olmadan çalıştırıldı

ADC/DAC filtreleri ve bant genişliği kısıtları

  • ADC’nin önünde anti-aliasing alçak geçiren filtre gerekir
    • 250 MHz örnekleme hızının Nyquist frekansı 125 MHz’dir
    • Kullanılabilir bant genişliğini artırmak için cutoff’u Nyquist’e yakın koymak gerekir; ancak keskin bir cutoff gerektiğinden filtre tasarımı zorlaşır
  • ADC filtresinin geçiş bandında genlik ve grup gecikmesi düzgün olmalıdır
    • Frekansa göre zayıflama farklı olursa alınan darbe bozulur
    • Grup gecikmesi farkı büyükse referans darbeyle korelasyon düşer ve sidelobe’lar artar
  • ADC filtresi tasarım değerleri cutoff 100 MHz, Nyquist 125 MHz’de -20 dB zayıflamadır
    • Yaklaşık 60 MHz’ye kadar genlik ve grup gecikmesi iyidir
    • Bunun üzerinde kısıtlar nedeniyle iyileştirmek zordur
    • Gerekirse filtre tepkisi dijital olarak düzeltilebilir
  • DAC de bir örnekleme sistemi olduğundan çıkış alias’larının filtrelenmesi gerekir
    • DAC örnekleme hızı 500 MHz, gereken sinyal bant genişliği 100 MHz olduğundan filtre tasarımı ADC’ye göre daha kolaydır
    • 0–100 MHz sinyalin alias’ı 400–500 MHz aralığındadır
    • Simülasyona göre alias, sinyalden en az 65 dB daha fazla zayıflatılır
  • 30 dBm sinyal gücünde imaj sinyali yaklaşık -35 dBm olabilir
    • Çalışma için yeterli olduğu düşünülüyor; ancak düzgün bir radar için tahsisli frekans dışına yayını önlemek amacıyla daha yüksek zayıflama gerekebilir

Dijital Tasarım ve Veri Akışı

  • Zynq SoC, processing system (PS) ve programmable logic (PL) bölümlerinden oluşur
    • PS, dual-core ARM A9 CPU’dur
    • PL, FPGA fabric’tir
    • İkisi 64-bit AXI veri yolu ile bağlanır
  • AXI clock’u 130 MHz olarak ayarlandı
    • ADC DMA için 1 AXI veri yolu
    • DAC DMA için 1 AXI veri yolu
    • PL register ayarları için ayrıca düşük hızlı bir AXI veri yolu bulunur
  • PC ile hızlı bağlantı için 1 Gbps Ethernet seçildi
    • USB 3, 5 Gbps sağlayabilse de harici bir USB 3 transceiver ve ek uygulama çabası gerektirir
    • İlk dijital işleme PC’de yapıldığından yakalanan ADC sample’larının aktarım hızı önemlidir
  • DDR3 DRAM, PS tarafına tek bir çip olarak bağlanır
    • Bellek denetleyicisi kısıtı nedeniyle 1066 MHz’de çalışır
    • Veri yolu genişliği 16-bit’tir
    • 32-bit yapılandırma için ikinci bir DDR3 çipi eklenebilirdi, ancak buna gerek kalmadı
  • DDR3 bant genişliği, DAC ve ADC bant genişliklerinin toplamından küçüktür
    • DAC sample’larını DRAM’den stream ederken aynı anda ADC sample’larını kaydetmek mümkün değildir
    • PL tarafına 1 MB bellek konulup DAC sample’ları burada saklanır
    • PC, pulse sample’larını Ethernet üzerinden DRAM’e gönderir; DMA bunları PL belleğine taşır ve ardından her pulse için DAC’ye aktarır
  • 1 MB DAC belleği pulse uzunluğunu 130 µs ile sınırlar
    • 130 µs pulse, 20 km minimum algılama mesafesine karşılık gelir
    • Tipik pulse uzunluğu yaklaşık 1 µs olduğundan bu yeterlidir
    • LUT yöntemi; pencere fonksiyonları, ön bozma ve çeşitli pulse dalga biçimleriyle denemeyi kolaylaştırır

RF Ön Uç ve Gönderme/Alma Anahtarlaması

  • Çalışma frekansı, önceki ev yapımı radarlarla benzer şekilde yaklaşık 6 GHz’dir
    • Tüketici uygulamaları sayesinde bol miktarda ucuz hazır bileşen bulunan en yüksek frekans bandı olduğu değerlendirildi
  • RF bölümü; IQ modulator, IQ demodulator, LO için PLL, power amplifier, LNA ve switch’lerden oluşur
  • Güç yükselteci olarak Skyworks SE5004L seçildi
    • Tipik çıkış 1 dB compression point’i 2 W’tır
    • Kazancı 32 dB’dir
    • Datasheet dokümantasyonu yetersizdi ve harici bileşen değerleri de yoktu; ancak değerlendirme kartı dokümanında şema incelendi
  • T/R switch olarak MASW-007588 seçildi
    • Anahtarlama hızı 55 ns
    • 1 dB compression point 37 dBm
    • Işık 55 ns içinde 16,5 m yol alır
    • Daha iyi özel amaçlı switch’ler olsa da bütçeye uymadı
  • Circulator da bir alternatifti, ancak kullanılmadı
    • Yüksek güçlü radarlarda yaygındır, yüzlerce W gücü işleyebilir ve anahtarlama hızı sorunu yoktur
    • Bu frekans bandındaki ürünler büyük ve basit bir switch’e göre çok daha pahalıdır
  • Alıcıda RF gürültü tabanı, ADC kuantalama gürültüsünden yeterince yüksek olmalıdır
    • Hesaba göre RF gürültü tabanı ADC girişinde yaklaşık -155 dBV/Hz’dir
    • ADC gürültü tabanı yaklaşık -156 dBV/Hz’dir
    • Genelde RF gürültü tabanının ADC’den yaklaşık 10 dB yüksek olması gerekir; ancak gerçek tasarımda birkaç dB yüksek bir seviyede uzlaşıldı

Maksimum Algılama Mesafesi Hesabı

  • Maksimum algılama mesafesi radar denklemiyle hesaplandı
    • Verici gücü, anten kazancı, dalga boyu, hedef radar kesit alanı, alıcı sıcaklığı, pulse uzunluğu, pulse sayısı, gürültü katsayısı ve algılama eşiği kullanıldı
  • Kullanılan tahmini parametreler şunlardır
    • Verici gücü: 30 dBm
    • Anten kazancı: 14 dBi
    • Dalga boyu: 5,2 cm
    • Hedef radar kesit alanı: 1 m²
    • Alıcı sıcaklığı: 290 K
    • Pulse uzunluğu: 1 µs
    • Burst içindeki pulse sayısı: 1024
    • Alıcı gürültü katsayısı: 5 dB
    • Algılama eşiği: 15 dB
  • Hesap sonucunda 1 m² radar kesit alanına sahip bir hedef için maksimum algılama mesafesi 1200 m oldu
  • Bu değer biraz iyimser olabilir
    • Anten kablosu kaybı
    • Anten verim kaybı
    • Empedans uyumsuzluğu kaybı
    • Atmosferik zayıflama dahil edilmedi
  • Yine de maksimum algılama mesafesinin yaklaşık 1 km seviyesinde olması gerektiği düşünülüyor
    • Maksimum mesafede ortalama alınan güç, minimum algılama eşiğine eşittir
    • Ortalama olarak bu mesafedeki hedef %50 olasılıkla algılanır
    • Alınan güç mesafenin dördüncü kuvvetiyle ters orantılı olduğundan daha uzak mesafelerde algılama olasılığı hızla düşer

PCB, DDR3, İletim Hattı ve Güç Tasarımı

  • PCB hem RF hem de yüksek hızlı dijital devreler içerdiğinden routing konusunda dikkat gerekir
    • 6 katmanlı PCB kullanıldı
    • Standart FR-4 malzeme RF için ideal değildir; ancak RF trace’leri çok kısa tutulduğundan büyük bir sorun olmayacağı düşünüldü
  • DDR3L bellek, 533 MHz clock ve clock başına 2 aktarım ile çalışır
    • 1,35 V düşük voltaj DDR3L standardı
    • Trace uzunluğu eşleme, karakteristik empedans ve terminasyon gerekir
  • DDR3 adres veri yolu terminasyon dirençlerinin çıkarılıp çıkarılamayacağı simüle edildi
    • Terminasyon direnci olmadan da eşik değerler açısından çalışır göründü
    • Ancak yaklaşık 0,7 V overshoot oluşarak bellek datasheet’indeki maksimum 0,4 V overshoot koşulunu ihlal etti
    • Sonuçta adres hatlarına terminasyon dirençleri eklendi
  • DDR3 routing’de 60 ohm trace ve 50 ohm terminasyon direnci kullanıldı
    • 40 ohm trace genişliği 0,24 mm’dir
    • 60 ohm trace genişliği 0,10 mm olduğundan daha yoğun yerleşim mümkün olur
    • 50 ohm dirençler PCB’nin başka konumlarında da gerektiği için BOM azaltılabilir
  • T/R switch ve IQ modulator enable pin’leri çok hızlı değiştirilmelidir
    • FPGA en yüksek drive strength’teyken switch giriş rise time’ı simülasyona göre yaklaşık 400 ps’dir
    • Birkaç cm’lik PCB trace, iletim hattı gibi davranarak yansımalara neden olur
    • 50 ohm direnç ve küçük bir kapasitörü seri bağlayan AC terminasyonla DC seviye sorunu olmadan yansımalar azaltıldı
  • Güç tarafında switching regulator, LDO ve ferrite bead filtreleri birlikte kullanıldı
    • Switching gürültüsü, alıcının termal gürültü tabanından çok daha büyük olduğu için güçlü filtreleme gerekir
    • Hesaba göre en kötü koşulda yaklaşık 100 dB seviyesinde güç filtresi gereksinimi ortaya çıkar
    • İki kademeli ferrite bead filtresi 1 MHz’de 100 dB zayıflama sağlar
  • PCB’de toplam 9 güç rail’i vardır
    • Dijital/FPGA için 1,0 V, 1,8 V, 2,5 V, 3,3 V; DDR3 için 1,35 V ve 0,675 V
    • Analog için düşük gürültülü 1,8 V, 3,3 V, 5,0 V hatlarında LDO ve ferrite bead filtreleri kullanılır

Yüksek hızlı arayüzler ve saat

  • ADC, FPGA'ya 12-bit LVDS veri yolu ile bağlanır
    • ADC örnekleme hızı 250 MHz
    • İki kanalın verisi saat sinyalinin yükselen ve düşen kenarlarına bindirilir
    • FPGA, ayarlanabilir gecikme hattı kullanarak yakalama zamanlamasını dinamik olarak düzeltir
  • DAC, 500 MHz, 14-bit LVDS arayüzü kullanır
    • Bu FPGA'da çıkış gecikme hattı ayarı olmadığı için PCB iz uzunluğu eşleştirmesi önemlidir
    • Sentez aracına göre ±25 ps iz gecikmesi, yaklaşık ±4 mm uzunluk farkı içinde zamanlama tutturulabilir
  • Ethernet PHY olarak Realtek RTL8211F kullanılır
    • Çin'de tekil olarak 1 dolara bulunabiliyordu
    • Resmi veri sayfası NDA kapsamındadır, ancak Çinli satıcılardan üzerinde “Confidential” ibaresi bulunan belge temin edilebiliyordu
    • Zynq FPGA'nın RGMII arayüzü 3,3 V'ta spesifikasyonu karşılamadığı için PS tarafının beslemesi 1,8 V olarak ayarlandı
    • SD kart ve UART için seviye dönüştürücü gerekti
  • JTAG ve debug UART, FTDI FT2232H ile gerçekleştirildi
    • Resmi Xilinx JTAG debugger'ın liste fiyatı 270 dolar olduğundan kullanılmadı
    • Xilinx'in program_ftdi aracıyla EEPROM ayarlanırsa Vivado tarafından tanınır
  • Saat senkronizasyonu radar performansı için önemlidir
    • ADC 250 MHz
    • DAC 500 MHz
    • FPGA mantığı daha düşük bir saat gerektirir
    • FPGA iç PLL'inin 100 MHz saat jitter'ı araç tahminine göre 130 ps peak-to-peak iken, harici saat üreteci yaklaşık 4 ps peak-to-peak'tir
  • PL tarafı, CDCM6208 saat üreteciyle 25 MHz crystal'dan birden çok 250 MHz ve 500 MHz saat üretir
    • Bu saatler birbiriyle faz senkronize durumdadır
    • PS tarafı kendi 33 MHz crystal'ını kullanır ve güç verildikten sonra saat üretecinin programlanması için gereklidir
    • PS ve PL'nin bağımsız saat domain'leri uygun clock domain crossing ile ele alınır

Üretim ve kart bring-up

  • PCB, montaj dahil olacak şekilde Çinli bir üreticiye sipariş edildi
    • Montajlı 2 kart ve boş 3 PCB alındı
    • Bazı nadir parçalar montaj servisi tarafından sağlanmadığı için ayrıca sipariş edilip elde lehimlendi
    • ADC, DAC, PLL gibi pahalı parçalar buna dahildi
    • FPGA montajlanabildiği için 484-pin BGA'yı elde lehimlemekten kaçınıldı
  • PCB kalitesi fiyatına göre iyiydi, ancak montajlı 2 karttan 1'i lehimleme sorunu nedeniyle hemen çalışmadı
  • Ucuz 15 dolarlık FPGA'nın tarih ve lot kodu kapatılmıştı
    • Aynı aileden geliştirme kartındaki çip işaretlerinden farklıydı
    • Sonunda çalıştı, ancak kaynağı soru işareti olarak kaldı
  • Kalan parçalar solder paste ve hot air tool ile elde lehimlendi
    • Üzerinde zaten bileşen takılı olan bir kartta QFN paket lehimlemek için hot air tool gerekir
  • Çift taraflı montaj maliyetini azaltmak için tüm bileşenler top side'a yerleştirildi
    • Bottom side'da yalnızca gerekirse ek decoupling capacitor koymak için yer bırakıldı; pratikte gerekmedi
  • FT2232H EEPROM programlandıktan sonra Vivado hardware manager içinde Zynq 7020 tanındı; FPGA programlama ve hata ayıklama mümkün hale geldi

FPGA firmware'i ve zamanlama

  • FPGA mantığı ağırlıklı olarak veriyi taşıma rolünü üstlenir
    • ADC/DAC LVDS arayüzü
    • Switch, PA, LNA vb. bileşenleri zamanında açıp kapatan darbe zamanlaması
    • PS'den PL'yi yapılandırmak için AXI register'ları
    • ADC/DAC örnekleri için 2 DMA
    • ADC, DAC, PLL ve saat üreteci için SPI arayüzleri
  • Sinyal işlemenin büyük kısmı PC'de yapılır
    • İleride FPGA'da dijital filtreleme ve decimation yapılırsa PC'ye gönderilen veri miktarı azaltılıp frame rate artırılabilir
  • LVDS receiver, Xilinx appnote xapp1017 temel alınarak yapıldı
    • Her LVDS lane'e delay line ve flip-flop bağlanır
    • Durum makinesi delay'i değiştirerek veri eye'ının merkezinden örnekleme yapılmasını sağlar
    • PCB routing'i ve FPGA iç gecikme farklarını dinamik olarak düzeltir
  • Darbe zamanlama devresi, her olay için equality comparison içeren bir counter yapısıdır
    • PS tetiklediğinde counter başlar
    • Her alt sistemi ve harici çipi tam doğru clock cycle'da kontrol eder
    • Birden çok darbe göndermek için tekrar interval'ini hassas biçimde tutan loop işlevi vardır
  • Hassas burst zamanlaması hız ölçümü için şarttır
    • ADC veya DAC tetikleyicisinde 125 MHz saatten 1 cycle hata olursa ölçülen mesafede 1,2 m hata oluşur

Alıcı gürültüsü ve gönderim gücü ölçümü

  • Anten konnektörüne matched load bağlanıp verici kapalıyken ADC çıkışı kaydedilerek alıcı gürültüsü kontrol edildi
    • 33 ms, 8 milyon örnek kaydı
    • Ortalama gürültü tabanı -139 dBFs olup beklentiye yakındı
  • Birkaç parazit sinyali görüldü; en büyüğü 25 MHz katlarıydı
    • Genliği yaklaşık -100 dBFs
    • ADC girişinde yaklaşık 15 µV RMS'ye karşılık gelir
    • Nedeni PLL fractional spur'üdür
  • PLL çıkış frekansı referans saatin tam sayı katına ayarlandığında spur en aza iner
    • PLL reference clock 250 MHz olsa da phase detector'da 2'ye bölünmüş 125 MHz kullanılır
    • 5,75 GHz ayarında spur neredeyse kaybolur
    • 5,875 GHz de yakındaki kat nedeniyle iyi çalışır
  • DC/DC converter'ın anahtarlama frekansı 2,5 MHz idi ve çıkış spektrumunda görünmedi
    • Güç filtrelemesi amaçlandığı gibi çalışır
  • Gönderim gücü, PA içindeki power detector ile kontrol edildi
    • DAC çıkışı maksimum genliğin %85'ine ayarlandı
    • IQ modulator çıkışının yaklaşık +3 dBm olması beklenir
    • PA kazancı 32 dB olduğundan compression'a girmek için yeterlidir
  • Ölçülen detector peak voltage 1,72 V idi
    • Veri sayfası grafiği doğrusal olarak ekstrapole edildiğinde çıkış gücü yaklaşık 33 dBm, yani 2 W seviyesindedir
    • PA'nın -1 dB compression point değeri tipik 34 dBm ile uyumlu olduğundan compression durumunda görünüyor

Kalibrasyon ve darbe sıkıştırma kalitesi

  • Matched load durumunda T/R anahtarı üzerinden geçen verici sızıntı sinyali kaydedildi
    • Verici dalga biçimi 100 MHz bant genişliğinde, 1 µs uzunluğunda doğrusal frekans taramasıydı
    • DAC maksimum genliğinin 0,1'i kullanıldı
  • Kalibrasyon öncesi alınan dalga biçiminde çeşitli ideal dışı durumlar görüldü
    • Darbe öncesi ADC DC offset'i
    • Vericinin açılmasından kaynaklanan spike
    • Verici LO sızıntısından kaynaklanan pulse DC offset'i
    • Yüksek baseband frekanslarında daha büyük zayıflama
    • Darbe sonrası ADC offset'i ve ADC filter high-pass davranışından kaynaklanan DC level
  • Kalibrasyon öncesi pulse compression'da sidelobe level -21 dBc idi
    • En büyük neden verici LO sızıntısıydı
    • Verici ve alıcı aynı LO'yu paylaştığından, LO sızıntısı alıcıda DC'ye down-mix edilir
  • ADC DC offset'i, verici kapalıyken alıcı tetiklenerek ölçüldü ve sonraki ölçümlerden çıkarılarak kalibre edildi
  • LO sızıntısı, DAC'ın 0 çıkış vereceği durumda sweep tetiklenerek ölçüldü
    • İdeal olarak iletim olmamalıydı, ancak LO sızıntısı nedeniyle LO frekansında bir sinyal iletiliyordu
    • Verici sinyalinin DC level'ı ayarlanarak ADC girişinin 0 olması sağlandı ve LO sızıntısı dengelendi
  • LO sızıntısı kalibrasyonundan sonra sidelobe level -36 dB'ye iyileşti
    • İdeal -42 dB'den birkaç dB daha yüksek
    • AC coupling capacitor'ın high-pass davranışı nedeniyle uzun bir -60 dB doğrusal tepki kalıyor
  • DC offset sorununu azaltmanın bir başka yolu, sweep'i zero-centered yerine low-IF olarak modüle etmek
    • 50 MHz sweep'e 25 MHz offset uygulanarak 0~50 MHz arasında sweep yapıldı
    • High-pass filter'dan kaynaklanan DC offset sorunu ortadan kalktı
    • Dezavantajı, zero-centered sweep'e kıyasla kullanılabilir maksimum bant genişliğinin yarıya düşmesi
  • Verici darbesine Tukey window uygulanınca uzak sidelobe'lar büyük ölçüde azaldı
    • α=0.1'de pulse energy ve alıcı SNR'ı 0,8 dB azaldı
    • 500 ns offset'te sidelobe level yaklaşık 20 dB azaldı

PA gürültü sızıntısı sorunu

  • Alıma geçerken T/R anahtarı vericiden alıcıya geçer, ancak PA açık kalırsa PA çıkış gürültüsü alıcıya sızar
  • T/R anahtarı yaklaşık 50 ns'de geçiş yapar, ancak PA enable/disable yaklaşık 10 µs sürer
    • Tek anten kullanımında bu uzun PA geçiş süresi alıcı gürültüsünü artırır
  • PA girişi 50 ohm direncin termal gürültüsüyse -174 dBm/Hz'dir; PA kazancı 32 dB ve PA'nın kendi gürültüsü sonrasında çıkış gürültü tabanı yaklaşık -135 dBm/Hz olur
  • T/R anahtarı isolation'ından sonra LNA girişindeki PA gürültüsünün yaklaşık -165 dBm/Hz olduğu tahmin edilir
    • Termal gürültü tabanı olan -174 dBm/Hz'den yüksek olduğundan, PA kapatılmazsa alıcı performansını sınırlar
  • Gerçek ölçümde, PA on durumunda T/R anahtarına bağlı alıcının ADC gürültü tabanı, başka porta bağlandığı duruma göre 2,1 dB daha yüksekti
    • Hesaplama değerlerindeki belirsizlik dikkate alındığında teoriyle iyi örtüşüyor
  • İki anten kullanılırsa ikinci alıcı anahtarı RX2'ye geçirilebilir ve RX1'in LNA'sı kapatılabilir; böylece isolation, PA sızıntısının alıcı gürültüsünü etkilemeyeceği kadar iyileşir

Algılama ve izleme yazılımı

  • ADC örneklerinden hedef algılamaları elde etmek için pipeline şu şekildedir
    • Her alım darbesine pulse compression uygulanır
    • Darbe sayısı boyutunda FFT yapılır
    • Mesafe ve Doppler hızını eksen alan range-Doppler map oluşturulur
  • Range-Doppler map'teki her pixel amplitude, ilgili mesafe·hız bin'indeki alınan gücü gösterir
  • Hedef bin'leri CFAR algoritması ile belirlenir
    • Sabit gürültü tabanı yerine çevredeki bin'lerin ortalamasıyla yerel gürültü tabanı tahmin edilir
    • Test edilen bin amplitude'u, threshold × tahmini gürültü tabanından büyükse hedef olarak işaretlenir
    • Gürültü tabanı zaman, yakın hedef sidelobe'ları ve ground reflection gibi clutter'a bağlı olarak değişebilir
  • Büyük hedeflerin sidelobe'larından kaynaklanan false detection'lar son işlemeyle kaldırılır
    • Aynı satır veya sütunda çok daha büyük bir hedef varsa sidelobe olarak değerlendirilir
    • Komşu bin'lerden daha yüksek amplitude'a sahip olması gerektiğinden yalnızca compressed pulse'un peak konumu algılanır
  • Hedef takibi için Stonesoup Python library kullanılır
    • Her hedefin konumu, hızı ve belirsizliği Kalman filter ile izlenir
    • Uygulama büyük ölçüde StoneSoup tutorial'a dayanır
  • Radar mesafe ve hız ölçer, ancak açı bilgisi olmadığı için yalnızca 1D tracking mümkündür
    • Transition model olarak constant acceleration kullanılır
    • Kalman filter, ölçümden ivmeyi tahmin eder ve sonraki konumu öngörür

Yol kenarı saha ölçüm sonuçları

  • Araçları ölçmek için radar yol kenarına kuruldu
    • Darbe uzunluğu: 2 µs
    • Bant genişliği: 150 MHz
    • Darbe sayısı: 1024
    • RX uzunluğu: 5 µs
    • Sonraki darbeden önce gecikme: 7 µs
    • Ayrı TX/RX antenleri olmak üzere 2 anten kullanıldı
    • Antenler kendi yapımı horn antenna'lardı
  • 150 MHz bant genişliği 1 m mesafe çözünürlüğüne karşılık gelir
    • Çözünürlük, iki noktasal hedefin ayrılabildiği en küçük mesafedir
    • Tek bir hedefin konum doğruluğu SNR'a bağlı olarak çözünürlükten daha iyi olabilir
  • 12 µs darbe aralığı, 83 kHz pulse repetition frequency'ye karşılık gelir
    • 5,8 GHz RF ve 12 µs pulse repetition interval'de belirsiz olmayan hız aralığı -1077 m/s ~ +1077 m/s'dir
    • Ses hızının 3 katından fazla olduğundan otomobil ölçümlerinde hız belirsizliği sorunu yoktur
  • Doppler hız çözünürlüğü 2155 m/s ÷ 1024 = 2,1 m/s'dir
    • Aynı mesafedeki iki hedefin ayrılabilmesi için bu kadar hız farkı gerekir
    • Tek hedef hız doğruluğu SNR'a bağlı olarak daha iyi olur
  • Video 9, telefon videosu ile range-Doppler map'in senkronize edilmiş sonucudur
    • CFAR detection kırmızı plus ile gösterilir
    • Y ekseni Doppler velocity'dir; negatif değerler radara doğru yaklaşma yönünü gösterir
    • X ekseni mesafedir
    • zero Doppler'daki büyük çizgi, sabit hedef yansımalarıdır
  • Yakındaki araçlar için kamera görüntüsü ile radar detection'larını eşleştirmek kolaydı
    • Öndeki aracın daha uzaktaki nesneleri kapattığı shadowing vardır
    • Kamerada iyi görünmeyen nesneleri radar da iyi algılar
    • Yol kıvrılıp line of sight kapanana kadar yaklaşık 400 m mesafedeki araçlar algılandı
  • DC offset etkisiyle mesafe yönünde büyük sidelobe'lar görülür
    • Büyük hedeflerin yakınındaki küçük nesnelerin algılanmasını zorlaştırır
    • En uzaktaki araç, çakışan sidelobe'lar nedeniyle CFAR tarafından her zaman algılanmaz
  • Video 10, aynı ölçüme Kalman tracker uygulanmış sonucudur
    • Tracker, CFAR detection'larını benzersiz ID'lere sahip hedeflere atar
    • Shadowing ve sidelobe nedeniyle uzak hedeflerin detection'ı yetersiz kalırsa track kaybedilir; yeniden göründüğünde yeni bir ID atanır

Low-IF darbeler ve tek anten deneyi

  • İkinci yol deneyinde 75 MHz RF bant genişliği ve 38 MHz modülasyon frekansı kullanıldı
    • Frekans 0,5 MHz’den 75,5 MHz’e kadar sweep edildi
    • Diğer parametreler korundu
  • Beklendiği gibi DC offset kaynaklı çok geniş sidelobe görülmedi
    • Mesafe çözünürlüğü öncekinin yarısı düzeyine kötüleşti, ancak araç takibinde sorun olmadı
    • Araçlar büyük olduğu için 2 m mesafe çözünürlüğünde bile ayrıştırılabiliyor
  • Başlarda, geçen araçların ikinci yansıması iki kat mesafe ve iki kat hızla görünüyordu
    • Sinyalin izlediği yol araç, yakındaki tabela, araç üzerinden radara geri dönüş şeklindeydi
    • Genliği zayıf ve yayılmış olduğundan CFAR hedefi olarak algılanmadı
  • Bisiklet hedef olarak tespit edilmedi
    • Hızı, sabit hedeflerden yeterince ayrılmıyordu
    • Düşük hızlı hedef çevresindeki sabit hedefler, CFAR gürültü tabanı hesaplamasına dahil edildi
    • Bisikletin küçük radar kesit alanı, yükselen gürültü tabanından yeterince büyük değildi
  • Bu kullanım için daha yüksek RF frekansı avantajlıdır
    • RF frekansı iki katına çıkarılırsa Doppler velocity bin separation da iki katına çıkar
    • Maksimum belirsiz olmayan Doppler hızı yarıya düşer
    • Polis hız ölçüm radarları genellikle 10~35 GHz bandını kullanır
  • Tespit edilen nesnelerin SNR’ı bu mesafede iyiydi
    • 450 m mesafede maksimum SNR yaklaşık 35 dB
    • 550 m sonrasında line of sight olmadığı için detection yok
    • Mesafe 2 katına çıktığında SNR 12 dB azalmalı
  • Tek anten deneyinde low-IF ölçümüyle aynı parametreler kullanıldı, ancak darbe uzunluğu 2 µs’den 1 µs’ye düşürüldü
    • Tek bir anten gönderim/alım arasında anahtarlanarak kullanıldı
    • 1 µs, ışığın 300 m yol alması demektir; ancak sinyal gidiş-dönüş olduğu için full pulse alımı için minimum mesafe 150 m’dir
  • 150 m’den daha yakın hedefler de partial pulse ile tespit edilebildi
    • Pulse compression’da yalnızca partial pulse kullanılırsa mesafe çözünürlüğü ve SNR düşer
    • Bu ayarda minimum tespit mesafesi yaklaşık 40 m idi

Maliyet, açık materyaller ve son değerlendirme

  • Radarın Schematic dosyası yayımlandı
    • Küçük değişikliklerle SDR olarak da faydalı olabilir
    • FPGA gerektiren diğer uygulamalar için de referans materyal olarak kullanılabilir
  • Firmware ve yazılım şu anda açık değil
    • Yayımlanıp yayımlanmayacağına henüz karar verilmedi
  • Maliyetler şöyle
    • PCB üretimi ve 2 kartın montajı: 330 USD
    • Elle lehimlenen Digikey bileşenleri: 225 EUR, yaklaşık 240 USD
    • Fiyata %24 VAT ve kargo dahil
  • Aynı fiyat aralığında benzer bir ticari pulse compression radar olmadığı düşünülüyor
    • Benzer RF bant genişliğine sahip SDR’ler de çok daha pahalı
  • Tamamlanan radar, modern büyük radarlarla temelde benzer bir yapıya sahip
    • Dijital sinyal işleme kullanıyor
    • Keyfi dalga biçimlerini destekliyor
    • Yüksek pulse repetition frequency sayesinde maksimum belirsiz olmayan Doppler hızı büyük
    • Çıkış gücü ve anten boyutu küçük olduğu için maksimum menzili büyük radarlardan daha kısa

İlgili okumalar

2 yorum

 
GN⁺ 2024-04-05
Hacker News yorumları

  • Aynı sitedeki eski bir yazıyı hatırlattı: https://hforsten.com/heartbeat-detection-with-radar.html
    Amazon'dan ucuz 10GHz/24GHz Doppler radar modülleri alıp kurcalamıştım; yalnızca spektrograma bakarak bile kalp atışı ve solunumu net şekilde yakalamak mümkündü
    O zamandan örnek olarak tavandaki vantilatöre bakan 10GHz videosu https://www.youtube.com/watch?v=tIiFvByf1CQ, fırlatılıp düşen bozuk paranın yüzeyin altından yukarı doğru çekildiği video https://www.youtube.com/watch?v=8riretP8ylE, yüzeyin üstünde dönen bozuk paraya bakan video https://www.youtube.com/watch?v=5lnYvJoxRak var
    Dönen yüzeylerden kaynaklanan tarak tipi filtreleme gerçekten çok havalı ve kullandığım 10GHz modül de şuydu: https://www.amazon.com/HiLetgo-Microwave-Detector-Wireless-1...

    • Bunun yapıların arkasında da çalışıp çalışmayacağını merak ediyorum ve bunu kendi vücuduna doğrultmanın güvenli olup olmadığını da bilmek isterdim

  • Harika. Banliyö tipi füze güdüm sistemi için artık son parça da tamamlandı; Jones ailesi bu yıl blok partisini atlatamayacak gibi görünüyor
    Sırada faz dizili radar da olsa keşke. Köpek pisliğini temizlemeyen birkaç komşu var, daha yüksek hassasiyete ihtiyaç var

  • Müthiş bir çalışma. Bunu tek bir kişinin yapmış olması etkileyici ve döner bir tabla üzerine koyarsan düzlemsel radar dedektörü olur
    Buna bir de eğim eklersen uçak/hava durumu radarından çok da farklı görünmüyor. Maliyeti yerel para birimiyle az değil ve diğer yorumlara göre 570 dolar, ama harcanan zamanı düşününce anlaşılır
    Yeterli bütçeyle sınır yok gibi. Askerî bir uçağın sivil yapımı 6GHz radar tarafından takip edilmesini nasıl yorumlayacağını merak ediyorum. Tahmini azami menzil 1200 m deniyor ama daha büyük bir anten gibi şeylerle bunu 10 kat artırdığını varsaysak ne olurdu

    • Sinyal gücü düzenlemeleri ERP üzerinden yapılıyor; bu yüzden daha yönlü bir anten kullanırsan 6GHz bandını kullanman artık yasal olmayabilir
    • Çeşitli yollar var
      Öncelikle uçak radarlarında alıcı bulunur ve başka radarların gönderdiği darbeleri de alırlar. Aslında radar karıştırma da aynı şekilde çalışır; aynı bantta/dalga boyunda çok yüksek güç basıp ekranı clutter ile doldurursun
      Radarların frekans, pulse repetition frequency (PRF) ve dalga biçimi gibi özellikleri vardır, bu yüzden tanımlanmaları nispeten kolaydır. Radarların çalıştığı bantlar düzenlemeye tabidir ve hem askerî hem sivil çeşitli kurumlar radar yayınlarını tespit eder
      Böyle küçük bir DIY proje büyük bir tehdit sayılmaz ama radar tesislerinin yakınında, özellikle askerî tesislerin yakınında yayın yaparsan başın çok hızlı derde girebilir
      Finlandiya'yı bilmiyorum ama yaşadığım yerde sivillerin askerî radarların parmak izini çıkarmasına ya da bir parmak izi veritabanı oluşturmasına izin verilmiyor. Bunu fiilen yalnızca ordu yapabiliyor
      Gücü artırdığın anda bu tür şeyler hızla DIY kapsamının dışına çıkar. Bu kişinin faz dizili radar yapmasını da görmek isterim. Kaynak: radarla ilgili işlerde çalıştım
    • Ayrıntılı bilgim yok ama ciddi bir tehdit alarmı oluşturacağını sanmıyorum
      Askerî tehdit uyarı alıcıları, beklenen harekât tehdit ortamına göre son derece ince ayarlı sistemlerdir
    • Askerî uçaklar radar uyarısı ya da radar kilidi gibi bildirimler veya sesli uyarılar alır
    • ABD'de olsaydı, sanırım bu tür bir cihaz üzerinde FAA ya da FCC yetkili olurdu

  • Finliler yine başarmış. Ele aldıkları uzmanlık alanının derinliği ve kapsamı inanılmaz derecede etkileyici.
    Her şeyi planlayıp Çin’de ürettirmişler, sonra da kartın yarısı gerçekten çalışmış gibi görünüyor. Bir startup’ta bir ay boyunca backend+frontend uygulaması yapıp “ne olur çalış” diye umut etmeye benziyor

    • Donanım geliştirmede bu oldukça yaygındır. Yazılım yapanlar fazla rahat yaşıyor

  • Yazıdaki “şüpheli derecede ucuz 15 dolarlık FPGA’nın tarih ve lot kodları da şüpheli biçimde gizlenmişti” kısmı hakkında, bir zamanlar GoPro operasyonlarından sorumlu birine, orijinal 400 dolarlık ürüne benzeyen Çin yapımı taklitlerin nasıl 40 dolara mümkün olduğunu sormuştum.
    Cevap, kelimenin tam anlamıyla hurda sahalarından çip buldukları yönündeydi. Mesela testten geçememiş bellek çipi partileri alıyorlar; bunlar yalnızca belirli bir sıcaklık aralığında çalışıyor olabiliyor.
    Diğer parçaları da ortalama 6 yıl değil 6 ay çalışacak şekilde seçip şartnameyi buna göre tutturduklarını söylemişti. Çünkü bu tür “gadget” ürünlerin çoğunun hafta sonu biraz kullanılıp sonra dolaba kaldırıldığını biliyorlar.
    Böyle Ar-Ge projeleri için sorun olmayabilir ama ticari ürün yaparken dikkat etmek gerekir. İşin siyasi tarafı da var ve biraz paranoya da olabilir ama belirli pazarlar için Çin menşeli silikon bileşen kullanımını engelleyen yasa tasarımları da gündeme geliyor.

    • Çinli tüketici elektroniği şirketlerinin bazen ürünlere sadece büyük kâr marjı koymaması da söz konusu.
      İyi bir örnek 45 dolarlık AlienTek DP100 100W USB-C mikro laboratuvar güç kaynağı: https://www.youtube.com/watch?v=Pd6LG7iP2GQ
      Benzer bir ürünün üstünde Digilent logosu olsa muhtemelen 500 dolar olurdu.
      Ayrıca orijinal GoPro’ların da ortalamanın üstünde arıza oranı var; 4K kayıtta kendi kendine aşırı ısınma ya da rastgele kapanma gibi sorunlar yaşayabiliyorlar

  • Gerçekten etkileyici.
    Önceki yazılar https://hforsten.com/radar-phase-measurements.html ve https://hforsten.com/6-ghz-frequency-modulated-radar.html kendi sonar sistemim üzerinde çalışırken bana çok yardımcı olmuştu.
    Bu yazı da karmaşık bir konuyu çok iyi anlatıyor. İlgili çalışmaya bir örnek https://twitter.com/alextoussss/status/1756371553460121766 adresinde var

  • Çok güzel bir çalışma. Henrik uzun zamandır, kamuya açık belgelerde pek rastlanmayan seviyede radar ve RF veri toplama projeleri yapıyor ve dokümantasyon kalitesi de çok yüksek

  • Müthiş bir iş. RF, donanım, firmware ve yazılım dâhil tüm yığında bu seviyede teknik derinlik görmek nadir.
    Yazıyı okudukça daha da iyi hale geliyor

  • Toprak düzlemini neden 1. ve 6. katman yerine 2. ve 6. katmana koyduğunu merak ediyorum.
    Yüksek frekanslı PCB tasarımı deneyimi olmayan biri olarak, toprakla kalkan oluşturup güç düzlemini 3. ya da 4. katmana koyardım diye düşünüyorum. Elbette iyi bir nedeni vardır ama bana pek görünmüyor

    • Yüksek hızlı PCB’lerde genelde üst ve alt katmanlar toprak düzlemi olarak kullanılmaz. Çünkü o katmanlarda bileşenler bulunur.
      Her çipin etrafında toprak düzlemini kesmek gerekir ve yüksek hızlı sinyallerin gerçekten kesintisiz bir toprak düzlemine ihtiyacı vardır. Özellikle RF IC için toprağa erişimin kısa olması gerekir.
      IC ile toprak düzlemi arasındaki mesafeyi en aza indirmek için en iyi katman 2. katmandır
    • Yüksek hızlı sinyaller, empedans uyumsuzluğu yaratan via’lardan kaçınmak için çoğu zaman üst ve alt katmanlarda yönlendirilir. Backdrill yapsanız bile maliyetlidir.
      Belirli bir karakteristik empedansı korumak için, belirli genişlikteki izleğin belirli mesafesinde bir düzlem (GND) gerekir. Sinyalin üstünde ya da altında düzlem yoksa istenen empedans değeri elde edilemez.
      Üst ve alt katmanlara ek dolgu da yapılabilir ama bunun empedansa etkisi sınırlıdır
    • Yazıdaki açıklamanın doğru olup olmadığından emin değilim.
      Görselde sinyaller 1. katmanda (kırmızı), 3. katmanda (turuncu) ve 6. katmanda (mavi); toprak 2. katmanda (yeşil) ve 5. katmanda (pembe); güç ise 4. katmanda (camgöbeği) gibi görünüyor.
      Birkaç via’yı takip edince 2. ve 5. katmanların kesinlikle bağlı olduğu görülüyor
    • Tasarımcı değilim ama sanki üstteki kıvrımlı eşleşmiş yüksek frekans sinyalleri ile alttaki dolgu arasındaki kapasitif yükü azaltmak, ayrıca dolgu olmadan modelleme ve IC yerleşimini kolaylaştırmak amaçlanmış gibi.
      Çevresinde de dolgu olmadığını fark ediyorsunuz. Katman sırası tam net değil ama bir an 123/654 gibi görünüyor, sonra metin yanlış yazılmış ve 123/456 düzeninde 2. ve 4. katmanlar GND gibi duruyor.
      İçteki düşük hızlı dijital sinyaller toprak/güç ya da düzeltilirse toprak/toprak düzlemleri arasına sıkıştırılmış gibi; başka PCB’lerden uzak tutulursa genelde en büyük gürültü kaynağı olduklarından bu iyi bir tercih olabilir.
      Güç ve toprak düzlemleri birbirine çok yakın olmalı. Bu frekanslarda bypass kapasitörleri neredeyse görevini yapamaz

  • Radar açılmışken söyleyeyim, artık işe yarar bir radar sadece 34 sent: https://www.aliexpress.com/item/1005006240906322.html
    O çip aslında bu amaç için tasarlanmış bile değil; PIR sensör çipi yeniden kullanılmış.
    Radarın özü, PCB’nin sol yarısının ortasında bulunan tek bir çoklu GHz transistör ve birilerinin yıllar boyunca tasarlayıp inceltmiş olabileceği bakır desenlerle kurulmuş son derece zekice bir geri besleme devresinden ibaret
 
illuza 2024-04-06

Hayal gücünün de ötesinde çılgın bir mühendislik...

Benim zihnimde belirsizce canlandırdığım mühendis tipine fazlasıyla yakın.